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Hans Journal of Wireless Communications 无线通信, 2013, 3, 18-21
http://dx.doi.org/10.12677/hjwc.2013.31004 Published Online February 2013 (http://www.hanspub.org/journal/hjwc.html)
Blind Estimation of M-Sequence in CDMA Signal without the
Information of Carry Frequency
Haimei Yan, Lei Shen, Zhehui Wang, Di Sheng
School of Communications Engineering, Hangzhou Dianzi University, Hangzhou
Email: shenlei@hdu.edu.cn
Received: Oct. 29th, 2012; revised: Nov. 7th, 2012; accepted: Nov. 27th, 2012
Abstract: This paper propose a new method to blind estimation m-sequence in DS-CDMA signals without the informa-
tion of carry frequency. A new model was built and the m-sequence can be blindly estimated by PCA in this model. The
carry frequency can also be got. Analytical and simulated results show that the proposed method has a good perfor-
mance
Keywords: Blind Estimation of M-Sequence; Carry Frequency Estimation; PCA
一种载波频率未知的扩频序列盲估计算法
颜海梅,沈 雷,王泽辉,盛 迪
杭州电子科级大学通信工程学院,杭州
Email: shenlei@hdu.edu.cn
收稿日期:2012 年10 月29日;修回日期:2012 年11 月7日;录用日期:2012年11月27 日
摘 要:提出一种载波频率未知情况下,利用主分量分析法盲估计直接扩频序列的算法。算法把接收到的信号
投影到扩频码所在向量域,通过搜索投影向量的特征值,可以在没有载波频率、信道先验信息的情况下,估计
得到扩频序列和载波频率。理论和仿真结果表明了算法的有效性。
关键词:扩频序列盲估计;载波频率估计;主分量分析
1. 引言
DS-CDMA在GPS 系统,低轨道卫星通信系统,
无线传感网以及3G 网络等军用民用系统中都有比较
广泛的应用。扩频序列是 DS-CDMA 中重要系统参数,
对直扩序列的盲检测在民用上的信息监控以及军用
通信对抗都有重要的意义。由于直扩信号功率谱密度
通常很低,如何对直扩序列进行盲估计一直是现代通
信中的一个研究难点。目前已公开发表的盲估计扩频
序列文献上都假设载波频率是已知的[1-3],而在实际情
况中,非协作通信中扩频信号的频率是未知的,现有
的技术并不能做到对扩频信号频率盲估计的完全准
确[4]。
论文提出一种载波频率未知情况下,扩频序列估
计方法。通过把接收信号投影到扩频序列所在码向量
域,搜索接收向量的特征向量,可以估计得到扩频信
号的特征序列同时估计得到载波频偏。论文第二部分
用奇异值分解法,对剩余频偏满足一定范围情况下的
信号模型进行奇异值分解。第三部分通过对奇异值分
解得到特征向量,并在特征向量上的投影接收信号,
分析估计出载波频率和完整的扩频序列。第四部分给
出了仿真结果,第五部分是结论。
2. 信号模型
接收到的信号是 BPSK 调制的扩频信号可以表示
Copyright © 2013 Hanspub
18
一种载波频率未知的扩频序列盲估计算法
为:
 




0
cos 2π
bc
rtbmstmTdTftn t

  (1)

bm
b
T
是第 m个数据信息, 是用户的扩频
码, 表示信息比特持续时间, 是码片速率,d是
信号传输延迟的时间,f是剩余载波频率,

是载波的
初试相位,并设扩频码的长度为C, 。
  
1St
c
T
T
bC
CT


0
nt
是方差为 2

的高斯噪声。在 DS-CDMA 的盲检测中
码片的持续时间和扩频长度 C是可以通过循环谱
估计[5],功率谱二次估计[6]等算法来得到,这里假设
和C已知。每隔采样一个点,定义一个长度为 2C
的向量:
c
T
c
T
c
T
T
TT
1
,
mmm
qrr







1
(2)
 

T
,1,,11
m
rrmCrmCrmC



 (3)
把(1)式代入(3),可以得到

0mm
qBGNm (4)
这里 N0表示噪声向量,Bm可以表示为:








12
1
13
1
23
1
cos, cos,
cos,sin,
sin, sin
mmmm
m
mm m
m
mm m
m
Bb b
bb
bb






 

 
(5)
,,,,,
E
EFFLLEEFFLL
cccsss
Ggggggggggggg


(6)


 
T
T
T
100
001 00
00,1
E
F
L
gsCd sC
gssC
gssCd









 




(7)
这里三个向量的长度都为 2C。gF包含了用户的一个
完整的扩频码,前面补了 d个0,后面补了 C-d 个零。
d是以 Tc为单位的离散的延迟,


0,,1 2dC。
 
 
diagcos,,cos,0,,0,
diag sin,,sin,0,,0
E
ccc
E
scc
gTdT
gTdT












(8)
 
 
diag0, ,0,cos, ,cos,0, ,0,
diag0, ,0,sin, ,sin,0, ,0
F
ccc
F
scc
gTCT
gTCT






 
 
(9)






diag0,,0, cos,,cos,
diag 0,,0,sin,,sin
F
cc
F
sc
gTC
gTC










c
c
dT
dT


(10)
这里是 6个2C × 2C 的对角矩阵,其中
F
s
g
和
F
c
g
的前
d个和后 C-d个对角元素是零, 。 2πwf
3. 基于主分量分析法的信号子空间分解
式(4)提出一个接收信号的模型,使接收到的扩频
序列表示成了盲源分离形式。其中信源 Bm是在变化
的,而混和矩阵 G是不变的。这里采用主分量分解法
对扩频序列进行盲估计。扩频信号中数据信息 bm是均
值为零的信号,且是各态历经的,假设所有接收到的
数据为 M个,则协方差矩阵可以表示为:



TTT
11
TT
1
11
lim
1
x
MM
ii mm
Mim
M
mm
m
RM
qq GBBG
MM
GBBG
M
 







(11)
由于数据信息


1
m
b

,且一般其出现概率可以
假设各位50%,根据统计特性,B中不同延迟分量之间
的是不相关的。在 50
π
b
f
f
M
 时候,B中相同延迟分
量也近似不相关,


T12
mm
EBBI,式(11)进行重新表
示,并进行奇异值分解可得:

T
T
1
2
x
RM GG
UU



(12)
这里 U是C*C 的特征向量矩阵,


123456
diag,,,,,, 0,, 0llllll

是组成 C × C 对角矩
阵,其特征值按从大到小排列。主分量分解能分离统
计上的二阶统计独立性,如果G中的列向量
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g与G中的各列向量正交,可以通过主分量分解
法得 6个非领特征值和对应的特征向量,且 U的第一、
二列


12
,UU 对应着


,
F
FF
cF
s
g
ggg。
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g
这两个列向量由式(7)可知包含了整个扩频序列,且分
别调制在同频初试相位为零的正弦波和余弦波上,因
此只要能估计出该频率,就可以估计得到扩频序列。
定义
F
c
g
g和
F
s
g
g的相关系数为
g

:


T2
22
sin 2π
π
FF FF
cs b
gFF FFb
cs
gg gg
f
T
fT
gg gg



 (13)
,可以认为
F
F
c
g
g由矩阵奇异值分解原理,当 0.05
g


和
F
F
s
g
g是正交的。考虑采样必须符合Niquist相互 定
Copyright © 2013 Hanspub 19
一种载波频率未知的扩频序列盲估计算法
理,能满足
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g相互正交的频率范围为:


0
arcsin π
,
π2π
0,1,2,,12
b
b
bb b
ff
f
100
f
fif f
M
iC




(14)
由上式可以得到,观测值 M越大,能分离出
F
F
c
g
g
和
F
F
s
g
g的f取值的范围越大。在 M一定的情况
越大 可取值的范围越大。这个时候估计得到的扩
频序列
下,i
,f
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g还是有初试相位为零的频率为f
载波序列的,为了得到直扩序列,必须对 f进行
估计。
4. 扩频序列和载波频率估计
调制
在满足

T
EBBI,12
mm
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g
准
正交的情
况下计得到扩频序,为了估列必须能 确估计剩
余频偏 b
,还
f
if Df ,令:
g

 
0, ,0,sin2, ,sin2,0,,0
cs
FF FF
cc ss
cc
gg gg
TCT




 
(15)
这里 表示向量之间的点乘。由式(15)中精确估计f是
困难的,但是可以估计出i的大小。


2iM,这里 M
是在(15) 式中包含的正弦波个数,


2表示M取最接
近2M的整数。为了估计剩余的f收到的qm
分别投影到 1
,把接
F
c
Ugg和2
F
s
Ugg上:
U fmT




12
22
cos 2π
sin 2π
FF
mc mb
FF
ms mb
qgg b
Uqgg bfmT




(16)
由上面两式相乘可以得到,令:


2
1
FF F
sin 2π22
2
mm
c msb
qqgg qggfmT
(17)
通过对(17)得到的正弦波做 FFT,可以估计
f,
的方法,本文在Matlab 上建立了相
应的
得到
因此可以得到完整的 f估计。从而在 gsgF中去掉
f载波调制,估计得到扩频序列 gF。
5. 仿真结果
根据本文提出
仿真模型。采用的发射信号幅度是 1,

6
1 100,63,1
b
TCgxXX,噪声方差为1,
0。
图1 给出了 f在6 Hz,106 Hz,和
信噪比为0 dB,观测个数 M = 200
206 Hz时候
奇异值分解的前10 个特征值。在f = 6 Hz 的时候,不
符合式(13)中
F
F
c
g
g和
F
F
s
g
g近似正交的条件,这里只
有3个比较大 而其余都近似为零,且并
不符合 12
的特征向量,



等于 4C特性。因此这个时候频率不在
式(15)容。而f = 106 Hz 和f = 206 Hz
都是符合这个条件的。同时比较f = 106 Hz 和f = 206
Hz 时候gcs 的图形(如图 2所示),可以计算得到 f = 106
Hz 时候,i = 1;f = 206 Hz 时候,i = 2。为了更精确
的剥离
许的频偏范围内
F
F
s
g
g中的
F
s
g
,选择 i = 1.
在选定了大的率范围 ifb后,频这里取i = 1.必须
调整f的大小,使
F
m
q序列是一个平滑的正弦波。图 3
给出了f = 0.12 Hz,6 Hz,11 Hz 时候,
F
m
q序列的波
形。可以看到f = 6 Hz时候,
F
m
q序列的 形是最平
滑的,如果还要继续比较更平滑的波形,可以选择更
小的单位进行比较。这里选择f = 6 Hz。
波
Figure 1. Comparison of characteristic values with differt en
frequency
图1. 不同频率下的特征值比较
Figure 2. comparison of gcs with different frequency
图2. 不同频率下的 gcs 比较
Copyright © 2013 Hanspub
20
一种载波频率未知的扩频序列盲估计算法
Copyright © 2013 Hanspub 21
真,随着信噪比的降低,估计性能变差。根据仿真结
果,在扩频序列C = 63 的情况下,信噪比小于 8 dB,
将无法精确估计得到扩频序列和载波频率。
论文所提算法复杂度主要有主分量分解运算方
法决定,主分量分解方法可以通过近似迭代运算得
到。本文所提方法的计算量比文献[3]中基于独立分量
分析法估计扩频序列的方法以及文献[4]中基于循环
谱的估计方法都要低。
5. 结论
Figure 3. comparison ofith different frequency
时
F
m
qw
图3. 小频率调整候 F
m
q序列比较
本文提出了一种载波频率未知情况下的扩频序
列盲估计方法。该方法把信号投影到扩频序列所在的
码域空间,对投影所得向量进行主分量分解,从特征
向量和特征值中估计得到扩频序列和载波频率信息。
6. 致谢
本论文得到浙江省大学生新苗计划项目的资助,
在此表示感谢。
参考文献 (References)
[1] G. Berel, C. Bouder. Blind estimation of the pseudo-random
sequence of a direct sequence spread spectrum signals.
MILCOM 2000. 21st Century Military Communications Con-
ference Proceedings, 2000, 2: 967-970.
Figure 4. Blind estimateand with fb = 106 Hz
到
dFF
s
gg F
g
图4. fb = 106 Hz时候,盲估计得的 FF
s
gg和
F
g [2] 詹亚锋, 曹志钢, 马正. DSSS 信号的扩频序列盲估计[J]. 电
子与信息学报, 2005, 27(2): 169-172.
在选定了f = 106 Hz的时候,已经得到了一个适
用于
[3] 沈雷. 多径异步信道中基于独立分量分析的 DS-CDMA 直扩
序列盲检测[J]. 浙大学报工学版, 2007, 41(11): 1828-1818.
扩频序列盲估计的频点。这个时候 f的频率还是
未知的。但是可以从 gcs 中估计精确得到 i的值,且可
以从
F
m
q序列的波形用FFT 估计得到f的值,用于
F
m
q
是一个平滑的长序列的正弦波,因此估计的精度可
很高。图 4给出了f = 106 Hz时候,盲估计得到的
以
F
F
s
g
g和gF。可以看到扩频序列得到了完整的恢复。
论文的仿真结果是在信噪比为 0 dB下作的仿
[4] 黄春琳, 刘征, 姜文利. 基于循环谱包络的扩频直扩信号的
码片时宽, 载频, 幅度估计[J]. 电子学报, 2002, 9:1353-1356
[5] L. Mazet, Ph. Loubaton. Cyclic correlation based symbol rate
estimation. Conference Record of the Thirty-Third Asilomar
Conference on Signals, Systems, and Computers, 1999, 2: 1008-
1012.
[6] 张天骐, 周正中. 直扩信号伪码周期的谱检测[J]. 电波科学
学报, 2001, 16: 518-521.
本

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